1.背景
在 AC-DC SMPS 应用中，桥式整流器用于将交流输入转换为直流母线电压，并为第二级隔离式 DC-DC 转换器供电。 其中，电流与输入电压的不匹配会给电网带来大量的谐波反馈。 因此，电子仪器在连接到电网时，需要遵循相关标准中规定的功率因数规范和谐波限值。 为了解决这些问题，大多数AC-DC应用中通常使用功率因数校正技术。
2.单级AC-DC拓扑
在本文中，我们提出了一种集成了PFC功能的单电感结构LLC谐振拓扑结构，如图1所示。 该拓扑由升压电路和半桥 LLC 电路组成，后者使用相同的一对开关 MOS Q1 和 Q2。 L1是升压电路的主电感。 当升压电路的MOSFET Q1和Q2开始交替切换时，L1可以平滑输入电流，减少相位失配，提高PF值，实现LLC谐振转换。 初级侧的 Q1 和 Q2 都可以在 ZVS 模式下工作，次级侧的 SR MOS 可以在 ZCS（零电流开关）模式下工作。 这样可以有效提高整个系统的效率。
图1 高功率因数的单级AC-DC拓扑
3.工作原理和状态分析
在一个完整的开关周期中，我们可以将这个单极性AC-DC转换器分为8种工作状态（包括死区时间）。 为了加深我们的理解，我们将分析这些工作状态中的每一个。
图2：工作状态1（t0-t1）。
状态1（T0-T1）：如图2所示，蓝色框内圈出的部分不参与工作状态，彩色箭头表示电流的流动方向，其中红色为PFC，绿色为LLC。 在状态1中，Q1和Q2关断，L1处于放电模式，连续的电感电流流过QD1的体二极管，储能电容C3，然后流经D6和C2回到L1。 同时，在LLC谐振环路中，电流从谐振环路的上端流过QD1和C3，流回谐振环路的另一端。 在次级侧，D7 导通，为输出电容 C4 充电并为负载供电。 由于体二极管QD1在导通模式下工作，因此Q1的VDS被限制在体二极管的正向电压范围内，在这个周期结束时，Q1准备导通，ZVS实现。
a)
b） 图3：工作状态1（T1-T2）。
状态 2 （T1-T2）：如图 3 所示，在此工作状态下，Q1 切换到 ON 状态，L1 继续放电，电感电流流经 Q1、C3、D6 和 C2，然后返回 L1。 电容器 C3 仍处于充电模式。 在LLC电路中，谐振回路继续放电，直到耗尽为止，此时电流仍从LR和CR流出，为C3充电（如图3a所示）。 当充电电流降至零时，耗尽的谐振网络用升压电感器充电一小段时间，电流反转（如图3b所示）。 变压器磁感LM的极性在整个工作状态2中保持在正极地。 在次级侧，D7 保持导通，并为输出负载供电。
图4：工作状态3（t2-t3）。
工作状态3（T2-T3）：如图4所示，L1完全放电，C3进入放电模式，为整个系统供电。 电容器 C1 放电电流流经 Q1，为 L1 充电，然后环回 D5。 C3的放电电流也通过谐振网络，通过变压器传输电力，初级侧绕组的极性仍为上正极，而次级侧绕组电流继续流过D7，为输出负载供电。
a)
b） 图 5：工作状态 4 （T3-T4）。
工作状态4（T3-T4）：如图5所示，在T3期间，谐振电流等于励磁电感LM中的励磁电流，不再有电流流向变压器的初级侧绕组，电力传输结束，二次侧的二极管D7在ZCS模式下自然闭合， 正半周期电力传输完成。输出电容 C4 开始放电并保持恒定的输出功率。 L1 一直由输入电压充电，直到 Q1 关断，充电电流在 C1、D5、Q1 和 L1 之间循环（如图 5a 所示）。 一旦 Q1 关闭，Q2 的 COSS 开始放电并参与谐振。 在T4期间，Q2的COSS完全放电，VDS降至0，实现ZVS导通。
图 6：工作状态 5 （T4-T5）。
工作状态5（T4-T5）：如图6所示，Q2的COSS完全放电后，T4期间ZVS导通。 L1 开始放电并向系统供电，电感电流流经 C1、D5、C3、Q2，然后环回。 CR连续给LR充电，LM在退磁模式下工作，T1初级侧绕组的极性变为正负极，整流器D8变为正极，电能通过D8传递到负载。
图7：工作状态6（t5-t6）。
工作状态6（T5-T6）：如图7所示，在此期间，L1放电回路与状态5相同，只是谐振回路电流方向相反，LR开始对CR充电，LM反转磁化。 T1的初级绕组的极性仍为正负极，D8保持导通，次级电流流经D8，为C4和负载供电。
图 8：工作状态 7 （T6-T7）。
工作状态7（T6-T7）：如图8所示，Q1处于关断状态，Q2处于ON状态。 L1 中存储的能量完全耗尽，电感器开始通过 C2 由输入电压源充电。 充电电流在 C2、L1、Q2 和 D6 之间循环。 D5 被自然切断。 在LLC谐振回路中，初级绕组的极性为正负极，电能传递到次级侧，而电流则通过D8流向负载。
图 9：工作状态 8 （T7-T8）。
工作状态8（T7-T8）：如图9所示，L1充电电路保持不变。 在T7期间，谐振电流等于lm磁感应电流，并且没有电能通过T1传输。 在 ZCS 模式下，次级侧的 D8 关闭。 输出电容 C4 开始放电并为负载供电。
在上述运行状态的描述中，我们没有单独分析死区时间。 事实上，当两个开关都关闭时，来自电感L1的电流将继续流过MOS体二极管并使MOSFET电容放电，从而实现ZVS。 谐振环路的工作方式与LLC相同，此处不作详细描述。
图 10 显示整个拓扑工作序列从 t0 到 t8，分为 8 种工作状态。 死区时间的工作策略与传统有限责任公司的工作策略相同，易于理解。 在T0之前，Q1的VDS下降到0，所以当Q1在T0处导通时，Zvs达到，然后初级侧的谐振电流上升并伴随整个谐振周期。
图10 工作序列图。
4.* 需验证。
为了验证单级AC-DC转换器的工作原理和控制原理，我们使用Simetrix软件进行了专业的**。 原理图如图11所示。
图 11 **示意图。
原理图包括桥式整流器 D1-D4、滤波电容 C1 和 C2、续流二极管 D5 和 D6、开关 MOS Q1 和 Q2、大容量电容器 C3、谐振电容器 CR、谐振电感器 LR 和次级侧整流二极管 D7 和 D8。 **参数如下表1所示，其中主要元器件的参数有：C1、C2 330Nf、L1 50UH、LR 120UH、CR 22NF、LM 380UH，变压器匝数比为85:1。**结果和波形如下所示。
表 1：参数。
图 12：PFC 输入电流与输入电压的关系。
图12提供了交流输入电压与交流输入电流的比较波形。 图13显示了放大后的电感电流和输入电压。 此拓扑理想地实现了 PFC 功能。 DCM 操作策略使该拓扑结构更适合具有 PFC 功能要求的中小功率 AC-DC SMPS 应用。
图 13：IL 和 AC 输入的波形（放大）。
图 14：Q2 ZVS 导通波形。
图 15：Q1 ZVS 导通波形。
Q1 和 Q2 的 Zvs 导通特性如图 14 和图 15 所示，当 MOS 的 VDS 谐振达到 0 时，栅极导通，实现 ZVS，ZVS 的行为与 LLC 拓扑类似。
4.2 演示功能验证。
为了在实际案例中验证该工作原理的有效性，我们基于300W LLC演示板构建了一款高功率因数单级AC-DC转换器。 其规格如下：输入电压180VAC，输出功率12V 25A，谐振电容CR 66nf，谐振电感LR 54UH，变压器磁感690UH，匝数比165:1。
在演示中，我们测量了交流输入电压和电流，测量结果与**结果一致，实现了预期的PFC功能。 谐振环路可以在初级侧进行 zVS 导通，在次级侧进行 SR 二极管 ZSC 关断。 电力传输到次级侧，与LLC功能没有任何冲突。 此外，谐波电流匹配良好。
5.总结
本文研究了一种具有PFC功能拓扑结构的单级AC-DC变换器。 与传统的两级拓扑（即经典的PFC+LLC）相比，这种新拓扑将两个电路组合在一起，并在半桥结构中共享一对MOS，有利于降低物料清单（BOM）成本和提高功率密度。 由于这种拓扑结构只有一个功率电感器可在 DCM 模式下工作，因此它更适合需要高功率因数的中小型功率 SMPS 应用，例如 LED 照明、快速充电器等。
如需采购芯片、申请样品测试、BOM匹配订单等需求，**客服微信：13310830171。