在众多谐振转换器中，LLC谐振转换器具有高功率密度应用中最常见的拓扑结构。 前面我们介绍了带有NCP4390的半桥 LLC 谐振转换器的设计注意事项，其中包括对 LLC 谐振转换器工作原理、变压器和谐振网络的设计以及组件选择的解释。 今天，我们将通过设计示例来介绍设计程序的前 9 个步骤，以帮助您完成 LLC 谐振转换器的设计。
设计程序
本文介绍一个设计过程，该过程以图12中的电路图为参考，其中谐振电感是利用漏感实现的。 设计规范如下：
额定输入电压：396 VDC（PFC 电平输出）。
输出：24 V 12 A （288 W）。
保留时间要求：20 ms
PFC 输出的直流母线电容：330 F
[步骤-1] 定义系统规范
第一步，定义以下规范。
估计效率 （EFF）：估计功率转换效率，以计算给定最大输出功率的最大输入功率。 根据估计的效率，最大输入功率为：
输入电压范围：最大输入电压为标称 PFC 输出电压。
尽管 PFC 前置稳压器可调节输入电压，但在保持期间也会下降。 所需保持时间的最小输入电压为：
其中 VOPFC 是标称 PFC 输出电压，THLD 是保持时间，CBLK 是直流母线大容量电容。
设计实例
假设效率为 96%，
保持时间为20 ms时，最小输入电压可由下式获得。
为了获得更大的裕量，最小输入电压设置为300V。
[步骤2] 确定谐振网络的电压增益范围
一旦确定了LLC谐振转换器的最小和最大输入电压，我们就可以确定LLC转换器的最小和最大增益。
标称输入电压需要最小增益。 为了最大限度地减少开关频率变化，LLC谐振转换器通常在谐振频率附近工作。 谐振频率处的电压增益为：
在保持期间，PFC输出电压（LLC谐振转换器的输入电压）下降，因此需要更高的增益来调节输出电压。 最大电压增益为：
我们可以使用较小的 m 值来获得更高的峰值增益; 但是，如果m值太小，则会导致耦合不良，降低变压器的效率。 通常将 m 值设置得太小，约为 3 7。
设计实例
选择 LP 和 LR 之间的比率 （m） 569。最小增益由以下方式获得：
最大输入电压下的最小增益选择为113。然后，我们可以得到最小输入电压的最大增益。
图 13：最大增益 最小增益。
[步骤3] 确定变压器匝数比（n=np ns）。
使用步骤 2 中获得的最小增益 （mmin），我们可以计算变压器匝数，如下图所示
设计实例
由于SR用于输出整流器，因此对于低RDS的整流器很有用在SR MOSFET上，假设VF为0V。 由此可以得到变压器匝数比。
[步骤4] 计算等效负载电阻
使用从公式（16）中获得的变压器匝数比，我们可以计算等效负载电阻。
设计实例
[步骤5] 设计谐振网络
在步骤2中选择m值后，从图10中的峰值增益曲线中读取相应的q值，以获得所需的最大增益。 由于峰值增益曲线是使用基波近似法生成的，因此谐振时的实际增益比使用基波近似法的**值高出约10-15%。
一旦确定了 q 值，我们就可以得到以下谐振分量：
设计实例
如步骤 2 中计算，mmax 为 149。在步骤 2 中，选择 569。从图 14 中的峰值增益曲线可以看出，最大 q 值为 037。
图 14：使用峰值增益（最大可实现增益）的谐振网络设计。
通过选择谐振频率为95kHz，谐振分量确定如下：
当变压器建成时，实际参数调整如下，以适应CR = 48 nF、LR = 58 h、LP = 330 h和FO = 95 kHz时的标准元件值。
使用基本近似的最终谐振网络设计的增益曲线如下。
图 15：设计实例的增益曲线。
由于当在谐振以下工作时，基本近似产生的峰值增益比实际峰值增益低 10 到 15%，因此我们执行了简化 ** 来查看实际增益。 **结果表明，在75kHz时，使用300V输入可获得所需的最大增益。 **结果还显示，在标称输入电压和满载条件下的开关频率为 105kHz。
图16：VIN = 300 V，FS = 69** 在 55 kHz 时，PO = 288 W。
图17：VIN = 396 V，FS = 105 kHz，PO = 288 W。
[步骤6] 设计变压器
图18显示了LLC谐振转换器中变压器的励磁电流。 初级侧绕组限制最大磁通密度 bmax 所需的最小匝数由下式获得：
其中 AE 是变压器铁芯的横截面积，单位为 m2，Bmax 是特斯拉的最大磁通密度摆幅，如图 18 所示。 如果没有可用的参考数据，则 bmax = 02~0.3 吨，以减少磁芯损耗。 请注意，公式**显示了由于次级侧漏感引起的虚拟增益mv（见图7）。
图 18：磁通密度摆动。
为次级侧选择适当的匝数，使初级侧的匝数高于 npmin。
初级和次级侧绕组的线规应根据额定输入电压下的 RMS 电流确定，如下式所示。
设计实例
SRV5018芯 （AE = 189.） 用于变压器2 mm2)。bmax 选择为 01t，减少变压器的铁芯损耗。 变压器的最小初级匝数为。
ns，3;NP 选项 28.
在标称输入电压下，变压器绕组的均方根电流可为。
[步骤7] 选择谐振电容器
图19显示了不同工作条件下初级侧电流（谐振容性电流）的波形。 选择谐振电容器时，应考虑额定电流，因为大量电流会流过电容器。 在额定输入电压下通过谐振电容的RMS电流如公式（23）所示。
标称输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压由下式给出：
谐振电容器的额定电压应根据每个拐角条件下的最大电压来确定。
标称输入电压和输出过流条件下的最大谐振电容电压由下式给出：
标称负载下的最小输入电压和最大谐振电容电压由下式给出：
请注意，在全桥LLC的情况下，应删除等式（25）27）中的VIN 2条目。
图 19：LLC 谐振转换器在不同工作模式下的初级侧电流波形。
设计实例
在步骤6中，谐振电容的均方根电流计算如下：
标称负载下的标称输入电压和最大谐振电容电压由下式获得：
通过将OCP电平设置为13A，可以获得标称输入电压和输出过流条件下的最大谐振电容电压。
通过将最小频率设置为65 kHz，可以获得标称负载下的最小输入电压和最大谐振电容电压。
[步骤8] 整流网络设计
当在变压器的次级侧使用中心抽头绕组时，二极管电压应力是输出电压的两倍。
流过每个整流二极管的电流的均方根值由下式给出：
同时，流过输出电容的纹波电流由下式给出：
输出电容上的电压纹波为。
设计实例
整流二极管的电压应力和电流应力为：
考虑到杂散电感引起的电压过冲，75 V 45 m Powertrench MOSFET作为同步整流器。 每个MOSFET的导通损耗为047w。
输出电容的均方根电流为：
输出电容器使用四个 1200 F 电容器并联。 每个电容器的额定电流和ESR分别为2.，77 臂和 15 m。
输出电容纹波计算如下。
[步骤9] 电流检测电路配置
图 20：典型电流检测配置。
NCP4390将检测瞬时开关电流和开关电流的积分，如图20所示。 由于NCP4390位于次级侧，因此电流互感器用于检测初级侧的电流。 当 Prout1 为低电平时，内部复位开关将 ICS 引脚电压箝位至 0 V。 相反，当 Prout1 为高电平时，ICS 引脚未箝位，积分电容 （CICS） 由流过 RICS 电阻器的电流充电和放电。
NCP4390的应用电路使用RC滤波器进行准积分。 为了实现精确积分，电流检测电阻器和电流互感器的匝数比应设计成VSsense的幅度在大多数时候都高于VICS的幅度。 图23显示了Prout1 （VCM）下降沿的准积分电路的误差如何随VICS峰值电压和VSENSE之间的比率而变化。 比率越小，积分越准确。
当VICS和VCM的峰值电压之比小于0时如图5所示，得到一个误差可接受（约10%）的准积分。 由于正常工作，vics的峰值电压小于12V，所以我们应该选择 RCS1 和 RCS2，使 VCM 高于 24v。
图 21：ICS 引脚波形。
图 22：VICSiThingPK 和 Vicsactualpk 的定义。
图 23：ICS 引脚电压衰减与 VICS 的关系idealpk/vcm
为了获得 VICS 的峰值电压，让我们看一下 LLC 转换器的理想输入功率。 对于半桥 LLC 拓扑，当 PROUT1 导通时间定义为 T=0 时，输入功率可以表示为：
请注意，对于全桥 LLC，等号的右侧应乘以 2。
假设积分理想，ICS的峰值电压可以表示为：
结合（33）和（34），ICS峰值电压可以通过以下公式估算：
考虑到ICS引脚在内部对开关放电的能力，CICS的典型值为1 nF。 为了实现精确积分，我们建议使用容差为 1% 的电容。
当VICS和VCM的峰值电压之比不够小时，将图23中的衰减系数应用于公式（35）。
电流检测电压（VICS）积分的峰值与LLC谐振转换器在开关周期内的平均输入电流成正比，如图24所示。 因此，根据与输入电流限制阈值相对应的额定功率百分比，SR使能禁用负载条件被确定为满载条件的百分比。 通常，过流跳变点的额定负载条件为 120%，SR 分别为 15% 和 7%在 5% 额定负载下启用和禁用。 如果过电流跳变点的额定负载条件为 140%，则 SR 将处于额定负载的 175% 和 8启用和禁用的时间为 75%。
为了在不增加SR使能禁用点的情况下实现更高的过流限值，可以通过ICS和5VB引脚之间的电阻RSLP在VICS上施加额外的斜率。 这种技术通常用于较长的保持时间。 对于给定的 RSLP，施加给 ICS 引脚电压的附加斜率由下式给出：
图 24：负载条件和 ICS 引脚电压。
图 25：具有斜率补偿的电流检测配置。
图 26：斜率补偿增加时的负载条件和 ICS 引脚电压。
额定输入电压和满载时到初级侧的峰值电流由以下公式估算：
RCS1 和 RCS2 之间的比率是根据初级侧过流保护 （OCP） 跳变点确定的，该跳变点应小于 IPR PK。
设计实例
对于匝数比为 44 （NCT） 的电流互感器，RCS1 和 RCS2 之间总和的最小推荐值由下式给出：
由于功耗不太高，RCS1 + RCS2可以设置得更高，以便在VICS上获得理想的点。 由此，我们选择 rcs1 和 rcs2 的总和 为 230。
额定输入电压和满载时初级侧的峰值电流由下式给出：
通过将初级侧 OCP 电平设置为 5A：
RCS1 和 RCS2 分别选择 30 和 200。
此设计不会对 ICS 引脚施加额外的斜率。
选择CICS作为1 nF电容。 假设 1VICS在2 V时的衰减因数为10（图 23 中的 x=1。2/10.23 个读数），然后是 13 A 过载保护 （IOolp） 是 。
选择 RICS 为 30 k。
如需采购电子元器件，申请样品检测、BOM匹配订单等需求，**客服微信：13310830171。